3.1 GPS前端的结构

对于GPS的实现，在射频方面，我们主要做的是一个接收机，来接收卫星信号。一下将探讨一下几种基本的结构。

3.1.1 外差法(Heterodyne)

首先，我们要得到信号，则必须要滤波——在很多噪声中滤出我们需要的信号，而在一个非常高的频率（射频）设计一个带通滤波器需要非常高的Q值。而外差法是将比较高的信号的频带，降低到一个比较低的频带，从而使我们可以使用一个较小的Q值来设计后端的滤波器。外差法的基本结构如图3-1所示：

图3-1 外差法的基本结构

为了实现能够将频率降低，我们需要一个混频器(mixer)，混频之后的出现的频率为ω₀+ω₁和ω₀-ω₁然后通过一个低通滤波器滤掉ω₀+ω₁就可以获得较小的那个频率。通常我们把ω₂叫做中频(intermediate frequency，IF)，把ω₀叫做本振频率(local oscillator, LO)。

在使用外差法的过程中会遇到镜像的问题。

由于 ，所以对于ω₁还有一个跟他相对应的镜像频率使得它与ω₂之差也为中频。具体的表示如下：

因此，如果不能对处的频率进行较好的滤除，则会对中频信号产生干扰。通常我们采用增加一个镜像抑制滤波器(image-reject filter)来抑制镜像频率。增加镜像抑制滤波器后的外差电路如图3-2所示：

图3-2 增加镜像抑制滤波器后的结构

由于镜像信号距离我们所需要的频率有两倍的中频频率。因此，通常为了使得滤掉镜像更加容易，一般选择相对较高的中频频率信号，但是高的中频信号，对于后级的中频放大器和滤波器的要求也会相应的提高（比如，需要一个高Q值得中频滤波器）所以在选择中频的时候我们需要权衡(trade-off)。图3-3(a)和(b)分别表现了在高中频和低中频的时候对镜像以及对干扰信号的抑制作用。

图3-3 (a) 高中频对于镜像以及对干扰信号的抑制作用

图3-3(b) 低中频对于镜像以及对干扰信号的抑制作用

由于对于一个给定的射频频率我们可以有两个 来得到我们想要的 ，即：

前者称为高端注入(high-side injection)，后者称为低端注入(low-side injection)。通常选择 在射频的频率之上，即高端注入。

从前面的讨论我们注意到，高中频对于镜像抑制滤波比较有利，简化了本振的设计。而低中频对于后级的中频滤波比较有利。因此我们常常对外差法进行延伸，采用双中频(dual-IF)结构，即通过两次的变频来实现设计。其结构如图3-4所示：

图3-4 双中频结构

使用双中频的好处是既方便了前端的镜像抑制滤波器的设计，能够更加方便的滤去镜像的信号，而且由于通过两次的混频，频率可以被降到一个比较低的范围，对后端的中频滤波器的设计比较有利。

3.1.2 零差法(Homodyne)

我们采用双中频的结构是为了使得镜像频率跟我们所需要的频率相距的足够远，因为这样就只需要一个简单的滤波器就可以提供必要的镜像抑制。但是如果我们选择的中频是零的时候，信号和镜像之间的距离也为零，这就意味着，镜像信号就是我们需要的信号，因此我们就不需要在前端加镜像抑制滤波器。零差法有时候也叫直接变频法。

零差法中LO的相位对于输入的射频信号的相位十分重要，如果相位一致，则输出信号可以达到最大值，如果相位正交，则解调的信号为零。最普通的直接变频接收机需要两个混频器和两个LO。其中两个LO相互正交。其基本的示意图如图3-5所示：

图3-5 直接变频的结构

但是零中频结构也有一些其自身的问题，例如，本振泄漏、直流偏差、偶次失真和闪烁噪声等问题。因此有效地解决这些问题是保证零中频结构正确实现的前提。下面将作简单的介绍。

（1）本振泄漏(LO Leakage)

零中频结构的本振频率与信号频率相同，如果混频器的本振端口与射频端口之间的隔离性能不好，本振信号就很容易从混频器的射频端口输出，再通过低噪声放大器泄漏到天线，辐射到空间，形成对邻道的干扰，本振泄漏示意图3-6如下：

图3-6本振泄漏

（2）直流偏差(DC Offset)

直流偏差是零中频方案特有的一种干扰，它是由自混频(Self-Mixing)引起的。泄漏的本振信号可以分别从低噪放的输出端、滤波器的输出端及天线端反射回来，或泄漏的信号由天线接收下来，进人混频器的射频口。它和本振端口进人的本振信号相混频，差拍频率为零，即为直流，如图3-7(a)所示。

同样，进人低噪放的强干扰信号也会由于混频器的各端口隔离性能不好而漏人本振口，反过来和射频端口来的强干扰相混频，产生直流，如图3-7(b)所示。

这些直流信号将叠加在基带信号上，并对基带信号构成干扰，被称为直流偏差。直流偏差往往比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，同时大的直流偏差可能使混频器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号。

图3-7(a) 本振泄露自混频

图3-7(b) 干扰自混频

（3）偶次失真(Even-Order Distortion)

典型的射频接收机仅对奇次互调的影响较为敏感。在零中频结构中，偶次互调失真同样会给接收机带来问题。如图3-8所示，假设在所需信道的附近存在两个很强的干扰信号，LNA存在偶次失真，其特性为y(t)=α₁x(t)+α₂x² (t)。若x(t)=A₁cosω₁t+A₂cosω₂t，则在y(t)中就会包含α₂A₁A₂cos(ω₁-ω₂)t项，这表明两个高频干扰经过含有偶次失真的LNA将产生一个低频干扰信号。若混频器是理想的，此信号与本振信号cosω_LOt混频后，将被搬移到高频，对接收机没有影响。然而实际的混频器并非理想，RF口与IF口的隔离有限，干扰信号将由混频器的RF口直通进人IF口，对基带信号造成干扰。

偶次失真的解决方法是在低噪放和混频器中使用全差分结构以抵消偶次失真。

图3-8 来自干扰的偶次失真影响

（4）I/Q失配(I/Q Mismatch)

采用零中频方案进行数字通讯时，如果同相和正交的两个支路不一致（例如，混频器的增益不同，两个本振信号相位差不是严格的90°），会引起基带I/O信号的变化，即产生I/O失配问题。

（5）闪烁噪声(Flicker Noise)

闪烁噪声又称为1/f噪声，其大小随着频率的降低而增加，主要集中在低频段。与双极性晶体管相比，场效应晶体管的噪声要大得多。闪烁噪声对搬移到零中频的基带信号产生干扰，降低信噪比。通常零中频接收机的大部分增益放在基带级，射频前端部分的低噪放与混频器的典型增益大约为30 dB。因此有用信号经下变频后的幅度仅为几十微伏，噪声的影响十分严重。因此，零中频结构中的混频器不仅设计成有一定的增益，而且设计时应尽量减小混频器的噪声。

零中频接收机最吸引人之处在于下变频过程中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会。因此零差法虽然有其自身的缺陷，但还是在受到越来越广泛的关注。

3.1.3 镜像抑制法(Image-Reject)

在外差法中，我们通过一个镜像抑制滤波器来抑制镜像的信号，而镜像抑制法使用一个复杂的混频器，在混频的过程中将镜像信号消除掉。因此就不再需要镜像抑制滤波器，而且在系统结构的设计过程中也不需要考虑镜像的问题。特别是可以使用相对较低的中频来放松对中频滤波器、A/D转换和后续的基带信号处理的要求。

由于是由Hartley最先提出的，因此这样的结构也叫Hartley结构(Hartley Architecture)。其示意图如图3-9所示：

Hartley结构中先将RF信号和正交的LO信号相混频，然后再通过低通滤波器和90°移相网络将两个信号相加。可以想象在A点和B点有同极性的我们做需要的信号和不同极性的镜像信号，所以相加的结果是输出的中频和镜像无关。

但是Hartley结构的缺点是对于失配非常的敏感，如果相位和增益没有匹配，镜像信号就会只是部分的消除。因此，I/Q的失配的影响在镜像抑制法中比零中频更加的严重。同样，移相网络和加法器也是非常重要的参数。另外由于在移相网络中R和C引入的增益的匹配问题，也严重的限制了对镜像信号的抑制。

图3-9 Hartley结构

图3-10显示了另一种用来实现镜像抑制法的结构，它和Hartley结构是等价的，通常把它称作Weaver结构(Weaver Architecture)。

图3-10 Weaver结构

Weaver结构中通过第二个正交的混频器来代替Hartley结构中的RC移相网络，使用这个方法会将任意信号中的镜像干扰滤除。当然，Weaver结构同样对失配很敏感，但是，由于没有使用RC网络，因此对镜像的抑制非常好。

3.1.4 数字中频法(Digital-IF)

第一次混频后的信号经放大直接进行A/D变换，然后采用两个正交的数字正弦信号作本振，采用数字相乘和滤波后得到基带信号。其示意图如图3-11所示：

图3-11数字中频法

数字中频法所以到的问题是对A/D转换的要求很高。例如在图3-11中的A点，通常只有几百μV的电压，所以要求A/D转换的量化噪声和热噪声必须少于几十μV。另外，如果中频的带通滤波器不能完全的滤除跟我们所需要的信号很近的一些干扰，则A/D转换的非线性度就必须足够的小，来最小化信号互调的误差。同样A/D转换的动态范围也必须要足够的宽，来调节由于在路经上有损失而发生变化的信号。

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